Zitat : perl hat am  3 Jun 2026 04:55 geschrieben :

Zitat : habe die Angaben hier gefunden (Silikon NPN, NF, HF Schalter + Breitbandverstärker): Mit einer fT von 60..130MHz ist das eher ein NF-Transistor. Was sollte auch ein HF-Transistor in der gezeigten Schaltung?...

Naja das waren ja damals die einzigen (Universal)Transistoren aus eigener Herstellung.

Richtige HF-Transistoren kamen aus der UdSSR/RGW oder halt aus der BRD gegen mühsam erworbene Devisen.

Immerhin war das schon bedeutend besser als die Germaniumtransistoren vorher dessen Arbeitspunkt ständig am driften war

Zitat : Murray hat am  3 Jun 2026 15:49 geschrieben :

Immerhin war das schon bedeutend besser als die Germaniumtransistoren vorher dessen Arbeitspunkt ständig am driften war

Aber "die Audiphilen" sind da ganz scharf drauf

Vielleicht auf Röhren mit ihrem "warmen" Klang

Zitat :

Das Signal wird ja zum DC-Arbeitspunkt in beide Richtungen addiert. Also erste Halbwelle + bei einem simplen Sinus und zweite -. So gesehen weniger Verlustleistung, aber auch mehr...

Du bist schon auf dem richtigen Weg:
Im Mittel bleibt die Stromaufnahme bei Klasse-A konstant, und damit die aufgenommene Leistung.
Im Leerlauf wird diese konstante Speiseleistung vollständig in (Verlust)Wärme umgesetzt, aber bei Aussteuerung gibt der Verstärker Nutzleistung ab, und deshalb muss die Verlustleistung sinken.

Zitat :

Die RFZ-Ingenieure hatten ihre Gründe für die Wahl... Z.B. möglichst kurze Anstiegszeit = weniger Phasenverschiebung.

Anstiegszeit sicher nicht, denn C7 (2n2) bildet mit R10 (2k7) einen Tiefpass mit einer Grenzfrequenz von ca. 27kHz.
Eher vermute ich, dass sie nichts besseres zur Verfügung hatten.
Evtl. waren das auch ausgesuchte Exemplare.

Wenn es nicht unbedingt Transistoren im Blechgehäuse sein müssen, würde ich als Ersatz BC337 oder BC338 nehmen. Diese sind mit 625mW ungekühlt noch ok und haben im Bereich von ca 20mA..100mA ihr flaches Verstärkungsmaximum (B um 180).
Auf Linearität und Rauschen kommt es bei Trs.4 auch kaum noch an, da er nur als Spannungsfolger läuft.
Diese Eigenschaften sind bei Trs.3 wichtiger, und da würde ich als Ersatz BC239C oder BC549C oder BC550C nehmen. Diese sind als rauscharm ausgewiesen und fühlen sich bei den 3mA Kollektorstrom wohler, da sie zwischen 1mA und 10mA ein flaches Verstärkungsmaximum haben.

Die genannten Typen sollten auch noch leicht erhältlich sein.

P.S.:
Die 2N2222(A) sind als Ersatz nur 2. Wahl, da sie im gesamten in Frage kommenden Strombereich eine stärkere Stromabhängigkeit des B haben. Z.B. ändert sich bei ihnen im Bereich von 1mA bis 60mA B von 115 bis 155 (darüber fällt B wieder ab), während B sich bei BC337,8 sich im Strombereich von 1mA bis 80mA B nur von 160 bis 180 ändert.

Zitat :

Im Mittel bleibt die Stromaufnahme bei Klasse-A konstant, und damit die aufgenommene Leistung.

Das leuchtet ein...

Zitat :

Im Leerlauf wird diese konstante Speiseleistung vollständig in (Verlust)Wärme umgesetzt, aber bei Aussteuerung gibt der Verstärker Nutzleistung ab, und deshalb muss die Verlustleistung sinken.

Bei dieser Logik gehst Du aber davon aus, dass die Schaltung immer die gleiche Leistung aufnimmt - belastet oder nicht. Das bezweifle ich erst mal, muss aber noch drüber nachdenken.

Edit: Ja ok, eben im Mittel, aber nicht zu jedem Zeitpunkt. Und für die Verlustleistung ist das Mittel ausschlaggebend.

Zitat :

Anstiegszeit sicher nicht, denn C7 (2n2) bildet mit R10 (2k7) einen Tiefpass mit einer Grenzfrequenz von ca. 27kHz.

Ja stimmt. Aber bei einem Puls addieren sich ja quasi die Anstiegszeiten. Also macht es im Ergebnis schon einen Unterschied, auch mit Tiefpass.

Zitat :

Eher vermute ich, dass sie nichts besseres zur Verfügung hatten. Evtl. waren das auch ausgesuchte Exemplare.

Ich gehe davon aus, dass sie das Beste genommen haben, was sie kriegen konnten. Anders als bei Consumer-Geräten.

Zitat :

Diese Eigenschaften sind bei Trs.3 wichtiger, und da würde ich als Ersatz BC239C oder BC549C oder BC550C nehmen.

Für Trs. 1 und 2. verwende ich BC549C. Bei Trs. 3 war ich auch schon so weit, dass der dort eigentlich auch passt.

Zitat :

Die 2N2222(A) sind als Ersatz nur 2. Wahl, da sie im gesamten in Frage kommenden Strombereich eine stärkere Stromabhängigkeit des B haben. Z.B. ändert sich bei ihnen im Bereich von 1mA bis 60mA B von 115 bis 155 (darüber fällt B wieder ab), während B sich bei BC337,8 sich im Strombereich von 1mA bis 80mA B nur von 160 bis 180 ändert.

OK, das ist ein sehr guter Hinweis! Die 2Ns sind schon unterwegs, aber dann werde ich auch noch mit BC337 oder ..8 probieren.
Am Ende bleibt nur einlöten, AP einstellen und duchrmessen. Dann werden wir sehen.
Mir ist halt noch nicht klar, ob B < 180 überhaupt reicht, um den gewünschten AP einstellen zu können. Beim SF121 Klasse e war das ja mind. 224.

[ Diese Nachricht wurde geändert von: rantanplan am  3 Jun 2026 17:17 ]

Zitat :

Ja ok, eben im Mittel, aber nicht zu jedem Zeitpunkt. Und für die Verlustleistung ist das Mittel ausschlaggebend.

Doch, auch in jedem anderen Punkt der Ausgangskennlinie ist die Verlustleistung dieses Transistors geringer als im "Arbeitspunkt", also bei Ub/2.

Der allgemeine Nachweis ist mathematisch etwas hakelig, aber wenn man die Widerstände und Spannungen auf 1 normiert, gehts.

Man nehme dazu die Hintereinanderschaltung des konstanten(!) Lastwiderstands r, des variablen Transistor-Innenwiderstandes x ( =Uce/I), bei der konstanten(!) Betriebsspannung u.

Der momentane Strom beträgt gemäss eines gewissen Herrn Ohm überall i=u/(r+x), und die an x entstehende momentane Verlustleistung p ist deshalb p= x*i².
Wenn man beide Gleichungen kombiniert, fällt i heraus, und man erhält
p= x* (u/(r+x))²
Hier nun kann man sich das Leben erheblich leichter machen, wenn man normiert und u=1 sowie r=1 wählt.
p = x* (1/(1+x))² = x/(1+x)²

und dann ein wenig mit x in der Umgebung von 1 (also dem Wert des Lastwiderstandes) herumspielt.

Das Maximum von p ist in dieser Form noch nicht gut zu sehen, aber der reziproke Wert muss dort ja auch ein Minimum haben, also:
y= 1/p= (1+x)² / x. Der Zähler ausmultipliziert gibt:
y= (1 + 2x + x²) / x
y= 1/x + 2 + x
Hier erkennt man gut, dass für x= 1, d.h. r=x, der Ausdruck minimal wird
y = 1/1 +2 +1 = 4 während für kleinere und grössere X-Werte ein grösserer y-Wert resultiert:
z.B. y = 1/0,9 +2 +0,9 = 4,111
y= 1/1,1 +2 +1,1 = 4,009

Zitat :

Mir ist halt noch nicht klar, ob B < 180 überhaupt reicht, um den gewünschten AP einstellen zu können.

Doch ja. Gewöhnlich rechnet man überschlägig sogar nur mit einer Stromverstärkung von 100. Das passt dann fast immer.
Der 1M Trimmer hat in der Mittelstellung 500k und die beiden Transistoren haben zusammen eine Stromverstärkung von mindestens 10.000.
Um die 3 mA Kollektorstrom des Trs.3 zu erreichen, braucht man also ca. 3e-3 * 1e-2 = 3e-5 A= 30µA Basisstrom. An den 500k gäbe das einen Spannungsabfall von 15V, während aber am Trimmer nur 7V Spannungsdifferenz zur Verfügung stehen. Man kann also getrost den Trimmer noch niederohmiger einstellen. Bei B=200 käme man 15µA bzw. 470k hin.

Zitat : perl hat am  5 Jun 2026 05:12 geschrieben :

Zitat : Ja ok, eben im Mittel, aber nicht zu jedem Zeitpunkt. Und für die Verlustleistung ist das Mittel ausschlaggebend. Doch, auch in jedem anderen Punkt der Ausgangskennlinie ist die Verlustleistung dieses Transistors geringer als im "Arbeitspunkt", also bei Ub/2. Der allgemeine Nachweis ist mathematisch etwas hakelig, aber wenn man die Widerstände und Spannungen auf 1 normiert, gehts. Man nehme dazu die Hintereinanderschaltung des konstanten(!) Lastwiderstands r, des variablen Transistor-Innenwiderstandes x ( =Uce/I), bei der konstanten(!) Betriebsspannung u. Der momentane Strom beträgt gemäss eines gewissen Herrn Ohm überall i=u/(r+x), und die an x entstehende momentane Verlustleistung p ist deshalb p= x*i². Wenn man beide Gleichungen kombiniert, fällt i heraus, und man erhält p= x* (u/(r+x))² Hier nun kann man sich das Leben erheblich leichter machen, wenn man normiert und u=1 sowie r=1 wählt. p = x* (1/(1+x))² = x/(1+x)² und dann ein wenig mit x in der Umgebung von 1 (also dem Wert des Lastwiderstandes) herumspielt.

Danke für deine ausführliche Antwort mit Formel!

Der springende Punkt ist m.E. dass der Satz "in jedem anderen Punkt der Ausgangskennlinie geringer" nicht gleich ist wie "die Verlustleistung ist zu jedem Zeitpunkt geringer".
Der *durchschnittliche* Kollektorstrom ändert nicht mit dem Signal, der momentane aber schon.

Am Ende ist ja ein Signal an der Basis nichts anderes als das Verändern des Arbeitspunktes über die Zeit. Und dann würde deine Aussage bedeuten, dass die Leerlauf-Verlustleistung immer geringer wird, egal in welche Richtung man den AP ändert...

Die momentane Verlustleistung im Transistor kann aber schon über der Leerlauf-Verlustleistung liegen.

Nur im Mittel betrachtet kann man sagen, dass die Leistung des Systems sich vom Transistor in die Last verschiebt. Und daher muss die Verlustleistung beim Transistor weniger werden.

Am Ende ist der Unterschied in der Parabel zwischen Pdc und Pmax aber minimal. Maximum der Parabel:

vs.Pq = Pdc ( Vce * Ic = (Vc - Ve) * Ve/Re ):



EDIT:
Hmmm grübel und studier: Du hast natürlich völlig recht wenn Vdc (Arbeitspunkt) := Pmax in der Parabel, also Vc/2 !
Das wären dann eigentlich 10,25 V und nicht 11,5...

Zitat :

Doch ja. Gewöhnlich rechnet man überschlägig sogar nur mit einer Stromverstärkung von 100. Das passt dann fast immer. Der 1M Trimmer hat in der Mittelstellung 500k und die beiden Transistoren haben zusammen eine Stromverstärkung von mindestens 10.000. Um die 3 mA Kollektorstrom des Trs.3 zu erreichen, braucht man also ca. 3e-3 * 1e-2 = 3e-5 A= 30µA Basisstrom. An den 500k gäbe das einen Spannungsabfall von 15V, während aber am Trimmer nur 7V Spannungsdifferenz zur Verfügung stehen. Man kann also getrost den Trimmer noch niederohmiger einstellen. Bei B=200 käme man 15µA bzw. 470k hin.

In der Tat! Da stellt sich dann wieder die Frage. warum der Transistor mit der höchsten B gewählt wurde...



[ Diese Nachricht wurde geändert von: rantanplan am  5 Jun 2026 15:48 ]

Zitat :

Am Ende ist ja ein Signal an der Basis nichts anderes als das Verändern des Arbeitspunktes über die Zeit. Und dann würde deine Aussage bedeuten, dass die Leerlauf-Verlustleistung immer geringer wird, egal in welche Richtung man den AP ändert...

Auch das ist wahr. Bei jeder Abweichung der Uce von Ub/2 wird die Verlustleistung am Transistor geringer. Egal, ob das durch Änderung des Arbeitspunktes oder durch ein Steuersignal passiert.

Zitat :

Die momentane Verlustleistung im Transistor kann aber schon über der Leerlauf-Verlustleistung liegen.

Nicht, wenn der Leerlauf (wie gewöhnlich aus Symmetriegründen) auf Ub/2 eingestellt ist.

Zitat :

Am Ende ist der Unterschied in der Parabel zwischen Pdc und Pmax aber minimal.

So?
Bei Vollaussteuerung ist an den Endpunkten der (idealisierten) Ausgangskennlinie Uce=0 oder Ic=0.
Somit ist dort auch die Verlustleistung des Transistors 0 bzw. in der Realität sehr gering.

Zitat :

Pq = Pdc ( Vce * Ic = (Vc - Ve) * Ve/Re )

Ich weiss nicht, was dieser fehlerhafte Ausdruck darstellen soll, aber vermutlich kommt die geringe Abweichung dadurch zustande, dass 11,5 nicht genau die Hälfte von 20,5 ist.

Zitat :

Ich weiss nicht, was dieser fehlerhafte Ausdruck darstellen soll, aber vermutlich kommt die geringe Abweichung dadurch zustande, dass 11,5 nicht genau die Hälfte von 20,5 ist.

Was ist daran fehlerhaft?

Ve: Spannung am Emitter = AP 11.5 V

Ic muss gleich Ve durch die Widerstände am Emitter sein, daher 11.5 / 288

Spannung über dem Transistor ist Vc - Ve = 20.5 - 11.5 = 9 V

Verlustleistung im Transistor für den AP: Pdc (oder Pq oder Pap oder wie auch immer) = Ic * Vce.

[ Diese Nachricht wurde geändert von: rantanplan am  5 Jun 2026 16:36 ]

Zitat :

Ve: Spannung am Emitter = AP 11.5 V

Vermutlich liegt diese Abweichung des gewählten Arbeitspunktes von dem idealisierten Wert bei 10,25V daran, dass dem Lastwiderstand R12+R13 noch ein weiterer, kapazitiv angekoppelter Lastwiderstand, nämlich der Ausgangsübertrager, parallel geschaltet ist.
Den Einfluss von dessen Induktivität kann man wahrscheinlich vernachlässigen, nicht aber die daran angeschlossene Last (600R ?, Übersetzungsverhältnis?).
Auch ist es möglich, dass man das messtechnisch im Hinblick auf den Klirrfaktor ausprobiert hat.
Solche Einflüsse kann man aber bei einer überschlägigen Betrachtung kaum berücksichtigen.
Heute verwendet man dafür Schaltungssimulatoren wie pSpice, die auch Feinheiten, wie parasitäre Elemente und die gemessenen Kennlinien der Bauteile berücksichtigen können.

Zitat :

Vermutlich liegt diese Abweichung des gewählten Arbeitspunktes von dem idealisierten Wert bei 10,25V daran, dass dem Lastwiderstand R12+R13 noch ein weiterer, kapazitiv angekoppelter Lastwiderstand, nämlich der Ausgangsübertrager, parallel geschaltet ist. Den Einfluss von dessen Induktivität kann man wahrscheinlich vernachlässigen, nicht aber die daran angeschlossene Last (600R ?, Übersetzungsverhältnis?).

Ja, da hängt ein ziemliches Teil dran. Lieder stehen in den Unterlagen keine Daten zum Übertrager selbst. Ausgangswiderstand <= 40 Ohm 31.5 .. 15kHz ist die einzige Angabe.




Ich habe den Schaltplan bereits für Spice erfasst (LTspice), aber eben ohne Ein- und Ausgangsübertrager. Und für die Transistoren habe ich auch noch nicht die richtigen Modelle...

Am Ausgang vom Transistor, also Emitter, geht doch noch eine Verbindung nach unten. Was hängt da eigentlich noch dran?
Pegelanzeige?

@Murray:

Zitat :

Zu den Zeiten müsste die Stückzahl an den "guten" Transistoren eh sehr begrenzt gewesen sein, in den Konsumergeräten war alles über C/D schon sehr selten.

Ich bin gerade über ein vollständiges Datenblatt des SF121 gestolpert.
Die scheinen damals riesige Schwierigkeiten mit der Qualität gehabt zu haben und noch alles verkauft zu haben, was keinen direkten Kurzschluss hatte:
https://datenblatt.weithclan.de/Daten/SF121.pdf